Драйверы полевых транзисторов: MOSFET, JFET и IGBT

Введение

Полевые транзисторы (MOSFET – Metal-Oxide-Semiconductor FET, JFET – Junction FET, IGBT – Insulated Gate Bipolar Transistor) широко применяются как электронные ключи и в аналоговых схемах усиления. Управление этими транзисторами осуществляется по напряжению на затворе, однако в мощных приборах при переключениях возникают броски тока в цепи затвора из-за паразитных ёмкостей. Задача драйвера – обеспечить быстрое и безопасное изменение напряжения на затворе, то есть заряд и разряд входной ёмкости транзистора за минимальное время. В статическом режиме затвор практически не потребляет ток, но при переключении требуется значительный импульс тока для перезарядки ёмкости затвора. Без драйвера быстрые переключения невозможны: можно открыть MOSFET простым поданием напряжения через резистор, но скорость будет мала (подойдёт лишь для медленных приложений вроде плавного включения лампы). В схемах же силовой электроники транзисторы должны переключаться очень быстро и при больших токах, чтобы снизить потери. Поэтому в ключевых режимах используются специальные драйверы – промежуточные каскады, преобразующие логический сигнал управления в импульс нужной амплитуды и мощности для затвора. Драйвер не только формирует крутопередний фронт импульса на затворе мощного транзистора, но и зачастую повышает уровень напряжения управления с логических 5 В до 10–12 В, необходимых для полного открытия MOSFET. Кроме того, драйвер может обеспечивать гальваническую развязку между низковольтной управляющей схемой и силовым каскадом, работающим на высоком напряжении. В аналоговых режимах работы (например, когда полевой транзистор используется как линейный усилительный элемент или регулируемый резистор) требования к драйверу иные: транзистор управляется плавно изменяющимся напряжением, и быстродействие не критично. В таких случаях специальный драйвер обычно не нужен – затвор смещается с помощью резисторных делителей, источников смещения или операционных усилителей, а переходные процессы происходят достаточно медленно. Однако даже в аналоговых схемах важно помнить об ограничениях: например, полевые транзисторы с p-n переходом (JFET) всегда должны иметь затвор смещённый в обратном направлении относительно канала, чтобы не допустить прямого тока через переход затвор-канал, иначе прибор выйдет из строя.

Драйверы MOSFET

MOSFET – это полевой транзистор с изолированным затвором, и для его управления требуется подать между затвором и истоком определённое напряжение. Для мощных n-канальных MOSFET типичное напряжение насыщенного открывания составляет ~10–12 В (для логических MOSFET меньше, ~5 В). В статике затвор практически не потребляет ток, однако входная ёмкость (ёмкость затвор-исток и затвор-сток, суммарно иногда называемая эффективной ёмкостью затвора) может достигать десятков наносклад (например, 50–200 нКл для мощных транзисторов). Быстрое переключение требует за короткое время перезарядить эту ёмкость до нужного напряжения. Чем больше ёмкость и выше требуемая скорость нарастания напряжения, тем больший импульс тока должен обеспечить драйвер. Например, рассмотрим мощный MOSFET с общим зарядом затвора ~60 нКл, работающий в составе силового ключа на частоте 100 кГц. Чтобы обеспечить время переключения порядка 100 нс, драйвер должен давать импульсный ток $~0.6 А (Q = C \cdot U{,} I ≈ \frac {Q}{Δt}$, для 60 нКл за 100 нс это 0,6 А). Драйверы обычно имеют выходные каскады типа пуш-пул (два транзистора – верхний для заряда затвора и нижний для разряда), способные обеспечивать амплитуду напряжения 10–12 В и пиковые токи от единиц до нескольких ампер на нагрузку-ёмкость. Так, интегральные драйверы серии UCC3732x или IR442x могут давать импульсные токи 5–9 А на заряд ёмкости, что позволяет быстро открывать даже транзисторы с очень большой ёмкостью.

Аналоговый режим

В линейных (аналоговых) режимах MOSFET работает как регулируемый резистор или усилительный элемент. Пример – выходной транзистор линейного стабилизатора напряжения или составной эмиттерный повторитель в усилителе звука на МОП-транзисторах. В таких случаях затвор управляется плавно меняющимся напряжением, зачастую через цепь отрицательной обратной связи. Требования к скорости нарастания фронтов здесь невысоки, главное – стабильность и отсутствие перегрузки по току затвора. Специальные драйверы обычно не применяются: управление осуществляется операционным усилителем или предвыходным каскадом транзисторов, способным выдавать нужное напряжение. Однако следует учесть ёмкость затвора при расчёте частотной характеристики – слишком большая ёмкость может ограничивать полосу пропускания системы управления. Например, MOSFET с входной ёмкостью 1000 пФ при сопротивлении источника сигнала 100 кОм образует постоянную времени ~100 мкс, что ограничивает скорость изменения выходного сигнала. Поэтому даже в аналоговых схемах иногда ставят буферные каскады на эмиттерных повторителях (или источниках истоковых повторителях) для непосредственного управления затвором, уменьшая эффективное выходное сопротивление управляющего узла. В целом, в аналоговом режиме важно не допускать перегрева транзистора – драйвер должен устанавливать такое затворное напряжение, чтобы транзистор работал в нужной точке (например, в классе A или AB для усилителя) без захода в глубокую насыщенность или отсечку.

Ключевой режим

В режиме переключения (ключевом режиме) MOSFET работает как двоичный элемент: либо закрыт, либо насыщенно открыт. Здесь приоритет – максимально быстрые фронты для уменьшения длительности переходных процессов, поскольку потери на переключение пропорциональны времени, за которое транзистор проходит через промежуточные состояния. Идеально, когда фронты прямоугольные, но на практике ограничения по максимально допустимому $\frac{dV}{dt}$ и $\frac{dI}{dt}$, а также электромагнитные помехи, требуют компромисса. Драйвер затвора должен обеспечить крутой, но контролируемый фронт. Обычно в цепь затвора включают небольшой резистор (несколько ом) последовательно – он ограничивает скорость нарастания тока и сглаживает колебательный контур, образованный ёмкостью затвора и паразитными индуктивностями проводников. Например, в схеме мощного DC-DC преобразователя 48 В→12 В на 100 кГц, где применён MOSFET с зарядом затвора $~50$ нКл, можно поставить резистор 5 Ом в цепи затвора. При напряжении драйвера 12 В это ограничит пиковый ток заряда $~2,4$ А и немного растянет фронт (скажем, до 20–30 нс), снижая при этом амплитуду возможного звонка (колебаний). Драйверы затвора в ключевом режиме работают в двухтактном режиме: при открытии транзистора они быстро заряжают ёмкость затвора до $+U_{gate}$ (например +12 В), а при закрытии так же быстро стягивают затвор до 0 В (или ниже) для полного выключения. Активное притягивание затвора к земле при закрытии важно для быстрого отключения MOSFET и предотвращения его самопроизвольного повторного открывания из-за эффекта Миллера. В отличие от простого подтягивающего резистора на затворе, драйвер активно разряжает затворную ёмкость, сокращая время закрытия транзистора. На форумах отмечают, что специализированный драйвер действительно участвует и в быстром открытии, и в быстром закрытии MOSFET, в отличие от пассивной схемы с одним резистором. Быстрый разряд затвора предотвращает ситуацию, когда ток стока уже падает, а напряжение сток-исток ещё не выросло до шины — в этом случае через ёмкость Миллера может затекать ток обратно в затвор и удерживать транзистор частично открытым, увеличивая потери. Хороший драйвер минимизирует такие перекрестные воздействия.

Пример схемы (MOSFET)

Рассмотрим низковольтный мощный ключ на MOSFET для преобразователя. Пусть нужно коммутировать ток 30 А при напряжении 12 В с частотой 100 кГц (например, синхронный понижающий преобразователь 12→1,8 В, выходной транзистор). Выбирается MOSFET, например, с параметрами: $R_{ds(on)}$ $~ 5 мΩ$, заряд затвора $~70$ нКл при 10 В. Чтобы обеспечивать высокую эффективность, транзистор должен переходить из закрытого состояния в открытое за считанные десятки наносекунд. Для этого применяем драйвер, например, интегральный драйвер Microchip TC4420 или аналогичный, с питанием 12 В. TC4420 способен выдавать импульсный ток до 6 А на заряд/разряд затвора. В цепь затвора включаем резистор 4,7 Ом: при зарядке ёмкости $~70 $нКл до 10 В это даст ток порядка 2 А и обеспечит время заряда $~35$ нс. При разрядке – аналогично. Таким образом, фронты получаются достаточно крутыми ($~20–50$ нс длительностью), и динамические потери в MOSFET минимизируются. Экспериментально без драйвера (если бы затвор питался напрямую от микроконтроллера через резистор $100 Ω$) фронты были бы порядка единиц микросекунд, что при 100 кГц привело бы к огромному разогреву транзистора. В данном примере драйвер также служит согласующим звеном по уровням: микроконтроллер выдаёт 5 В ШИМ-сигнал, а драйвер преобразует его в 12 В импульсы для затвора. Кроме того, подобные драйверы имеют защиту по напряжению питания (UVLO) – если питание драйвера опустится ниже ~7–8 В, выход отключится, предотвращая работу MOSFET в недооткрытом режиме.

Особые проблемы и защита (MOSFET)

При проектировании драйвера для MOSFET важно учитывать максимальное напряжение затвор-исток $V_{GS(max)}$, обычно около ±20 В. Нельзя превышать этот предел – иначе происходит пробой тонкого оксида затвора. Типичная ошибка начинающих – использовать логический MOSFET, рассчитанный на $V_{GS(max)}=10 В$, с драйвером на 12–15 В без ограничений, что приводит к деградации или пробою затвора. Если нужен больший размах напряжения, выбирают транзистор с допустимым $V_{GS} 20 В$ или снижают питание драйвера до безопасного уровня (например, 8–10 В). Другая распространённая ошибка – неправильное питание самого драйвера. Интегральные драйверы, как правило, требуют отдельного источника питания (например, 10–15 В для низковольтного драйвера). Если по незнанию запитать драйвер только от логического 5 В, то выход не сможет менять состояние – большинство драйверов либо имеют внутреннюю блокировку по питанию (UVLO), либо попросту будут выдавать недостаточное напряжение. В одном случае разработчик пожаловался, что драйвер IR2110 “не работает” при $V_{cc}=5 В$ – и только после внимательного чтения даташита обнаружил, что минимальное рекомендуемое питание 10 В. Всегда необходимо читать документацию: например, IR2110 требует $V_{CC}$ от 10 до 20 В для полноценной работы выходного каскада.

Ещё один нюанс – влияние эффекта Миллера. Когда нижний транзистор моста переключается и на стоке верхнего MOSFET происходит резкий рост напряжения (большой $\frac{dV}{dt}$), через паразитную ёмкость “затвор-сток” ($C_{GD}$) этого верхнего транзистора может перетекать заряд, способный приподнять его затвор. Если в этот момент верхний транзистор должен оставаться закрытым, то рост затворного напряжения может привести к его кратковременному самопроизвольному открытию (эффект Миллера), что влечёт сквозной ток через плечо моста. Для борьбы с этим продвинутые драйверы имеют функцию зажима Миллера – специальный выход, который при закрытии транзистора притягивает затвор к истоку (эмиттеру) через низкое сопротивление, эффективно шунтируя ёмкость $C_{GD}$ и отводя заряд. Если такого нет, зачастую применяют отрицательное смещение затвора на время закрытия (например, -2…-5 В на затворе IGBT или MOSFET относительно истока в закрытом состоянии) – так даже при течении тока через Miller-ёмкость затвор не достигнет порогового напряжения. Скорость нарастания фронтов влияет и на электромагнитную совместимость: слишком резкие переключения (например, $\frac{dv}{dt} > 50 В/нс$) генерируют сильные помехи. В случаях, где это критично, применяют “мягкий драйвер” – например, ставят последовательный RC-цепочку (последовательно резистор и параллельно ему конденсатор или диод) на затвор, чтобы замедлить определённый фронт. Бывает полезно замедлять выключение MOSFET (чтобы снизить $\frac{di}{dt}$ тока и выбросы напряжения на индуктивностях) – для этого в цепи разряда затвора ставят резистор большего номинала, чем в цепи заряда (например, диод $+ 10 Ω $на разряд, и $4,7 Ω$ на заряд). Некоторые интегральные драйверы позволяют раздельно управлять скоростью включения/выключения, имея два выхода: $OUTH$ и $OUTL$ (отдельные выводы для верхнего и нижнего транзисторов выхода драйвера), через которые можно настроить разные резисторы на заряд и разряд затвора.

Верхний и нижний ключ

Если MOSFET включён по схеме с общим истоком (нижний ключ), его затвор относительно земли должен получать до +10–12 В для открытия. Это относительно просто – драйвер нижнего плеча может быть с общим минусом. Но когда нужен верхний ключ (транзистор с общим стоком на плюсе питания, как в верхнем плече моста), управление усложняется. Затвор верхнего n-MOSFET должен получать импульсы, поднимающиеся выше потенциала источника питания, на величину $U_{GS}$. То есть при питании моста, скажем, 400 В, для полного открытия верхнего MOSFET его затвор нужно поднять примерно до 410–412 В. Таких напряжений напрямую контроллер не выдаст, поэтому применяются специальные схемы драйверов верхнего плеча. Традиционный подход – импульсный трансформатор: короткие управляющие импульсы через трансформатор гальванически развязываются и подаются на затвор, причём трансформатор автоматически создаёт нужный потенциал (развязывая от постоянной составляющей). Преимущество трансформаторов – они сразу обеспечивают изоляцию и отлично подходят для управления верхними ключами в полумостовых и мостовых схемах. Недостаток – сложность при работе на низких скважностях или в статике (трансформатор не передаёт постоянное напряжение), а также габариты и стоимость. В современных схемах широкое применение нашли бутстрепные драйверы – интегральные микросхемы, которые для верхнего транзистора используют конденсатор, подзаряжаемый от низковольтного источника во время паузы, и поднятие потенциала затвора на время импульса за счёт этого заряда. Пример – популярный драйвер IR2110, содержащий канал управления нижним MOSFET и верхним конденсатора-«бутстрэпа». Он способен работать при напряжениях верхнего транзистора до 500–600 В, периодически подзаряжая конденсатор во время выключенных состояний верхнего ключа. При соблюдении требований по минимальной паузе (мёртвого времени) между переключениями, такой драйвер эффективно управляет верхним MOSFET. Альтернативой являются опторазвязанные драйверы – например, в силовой электронике применяются оптопары типа Avago HCPL-316J, Broadcom ACPL-332J и пр., которые совмещают в одном корпусе оптическую развязку и мощный выходной каскад на транзисторах. Их достоинство – полная гальваническая развязка, позволяющая управлять транзисторами на очень высоких потенциалах (600–1200 В и выше) без опасности для контроллера и с отличной помехозащищённостью. При использовании таких драйверов важно учитывать задержки распространения сигнала через развязку (обычно десятки-нс) и разброс этих задержек между драйверами (важно для синхронности фаз). Хорошие образцы имеют CMTI (устойчивость к синфазным помехам) > 50–100 В/нс, что означает, что резкие броски напряжения между первичной и вторичной сторонами не приведут к ложному срабатыванию или повреждению драйвера.

Типичные ошибки (MOSFET)

Мы уже упомянули про распространённые промахи: превышение допустимого $V_{GS}$, неправильное питание драйвера, отсутствие резистора в затворе. Добавим ещё несколько. Во-первых, пренебрежение земляными петлями: драйвер должен быть связан с транзистором коротким общим проводником для затворного тока. Если соединять затвор длинным проводом или шлейфом с драйвером, индуктивность этого проводника вызовет “звон” – колебания напряжения на затворе и выбросы, способные пробить транзистор. На практике длинные провода к затворам недопустимы – драйвер размещают максимально близко к транзистору, дорожка затвора делается широкой и короткой, параллельно близко к ней прокладывается земляная полигона или выделенная земляная дорожка. Если приходится использовать удалённый драйвер, могут понадобиться ферритовые бусины или дополнительное демпфирование. Во-вторых, параллельное включение нескольких MOSFET требует тщательного согласования их затворов. Желательно предусмотреть отдельный резистор на каждом затворе, прямо у выводов транзистора, чтобы предотвратить паразитные контуры между затворами. Ошибка – объединять затворы напрямую или через один общий резистор: это может привести к неравномерному распределению токов и самовозбуждению транзисторов. В одном реальном случае при параллельном включении трёх MOSFET на 80 В, 50 А каждый, разработчик соединил затворы через общую точку с одним драйвером. При этом транзисторы сгорели практически мгновенно при попытке одновременного переключения. Проблема решилась установкой отдельных резисторов на каждый затвор и подбором этих резисторов для выравнивания скорости переключения. В-третьих, отсутствие правильного “Мёртвого времени(dead-time)” (времени одновременного закрытого состояния верхнего и нижнего ключей в мосту). Если алгоритм управления или драйвер не гарантирует достаточную паузу между выключением одного транзистора и включением другого в плече, может возникнуть сквозной ток. Многие драйверы имеют встроенные цепи задержки или логики, предотвращающие одновременное открытие плеч (например, драйверы half-bridge часто включают фиксированную задержку 100–200 нс). Если такой защиты нет, ответственность за мёртвое время ложится на микроконтроллер/ШИМ-контроллер. Ошибкой будет задавать слишком маленькое мёртвое время – транзисторы не успеют закрыться и получатся мощные импульсные токи короткого замыкания, немедленно выводящие их из строя. Слишком большой мёртвое время тоже нежелателен, так как приводит к “пропуску” токов (диоды начинают проводить, увеличивая потери), но это вопрос эффективности, а не надежности.

Наконец, еще одна ошибка – неверное понимание порога открытия. Некоторые новички думают, что раз “пороговое” напряжение MOSFET, например, 4 В, то достаточно подать 5 В на затвор и транзистор полностью открыт. На самом деле порог – это только начало проводимости (незначительный ток). Для полного насыщения мощного MOSFET нужно обычно 10 В (для логических – хотя бы 5 В). Поэтому попытка напрямую управлять мощный MOSFET от логического выхода 5 В без драйвера часто приводит к тому, что транзистор все время работает в линейном режиме с большим сопротивлением и рассеивает много тепла. Драйвер решает эту проблему, увеличивая уровень управления.

Драйверы JFET

JFET (полевой транзистор с p-n переходом) отличается от MOSFET тем, что затвор у него образует p-n переход с каналом. Вследствие этого входное сопротивление JFET высоко, когда переход смещён в обратную сторону (как и у MOSFET), но если подать на затвор положительное напряжение (для n-channel JFET), то через затвор потечёт прямой ток (как через обычный диод). Следовательно, затвор JFET всегда должен быть смещён обратнополярно относительно канала (то есть для n-канального JFET на затворе подаётся отрицательное смещение относительно истока). Обычно JFET – это устройство с обеднением (режим с обеднением): при $V_{GS} = 0$ он проводит максимальный ток $I_{DSS}$, а чтобы его закрыть, нужно подать отрицательное напряжение, достигающее по модулю порога отсечки (напряжение отсечки, $V_P$). Например, распространённый малосигнальный JFET типа J201 имеет $I_{DSS}$ порядка 2 мА и напряжение отсечки ~ -0.5…-1 В транзисторы BF245 могут иметь отсечку -2…-4 В. В аналоговых схемах (радиоприёмники, усилители, генераторы) JFET ценятся за низкий шум и предсказуемое поведение как регулируемые резисторы. Их затворы обычно смещаются постоянным отрицательным напряжением для установки рабочей точки. В таких приложениях о драйверах как таковых речь не идёт – достаточно делителя или источника смещения. Если требуется управлять JFET сигналом (например, делать электронный ключ или аналоговый переключатель), это делается подачей напряжения смещения, изменяющего проводимость канала. Для маломощных JFET (параметры: напряжения до десятков вольт, токи до десятков мА) достаточно прямо подать логический сигнал через резистор ограничивающий ток на затвор, убедившись, что логическая “1” не превысит 0 В (т.е. останется отрицательной для n-JFET). Например, чтобы закрыть JFET с $V_P = -3 В$, достаточно подать -5 В на его затвор (относительно истока). Чтобы полностью открыть – затвор делается равным истоку (0 В) или слегка положительным до предела в $~0,2–0,3 В$ (дальше пойдёт большой ток через затвор). В ключевых режимах JFET используются реже, поскольку обычно это маломощные транзисторы. Однако в последнее время появилось семейство силовых JFET на SiC (карбид кремния). Это высоковольтные (600–1700 В) транзисторы обычно с нормальной открытостью (нормально включённый): при 0 В на затворе они проводящие, а для их запирания нужно отрицательное напряжение порядка -10…-15 В. Такие транзисторы применяются в мощных преобразователях и требуют особых драйверов. Драйвер для SiC JFET, по сути, очень похож на драйвер MOSFET/IGBT, но с тем отличием, что он обязан иметь двухполярное выходное напряжение: около +0…+2 В для полного открытия (многие схемы вообще используют каскодное включение с MOSFET, чтобы убирать положительный драйв), и порядка -15 В для гарантированного запирания транзистора. Отрицательное питание драйвера в таких случаях может доходить до -20…-30 В (обычно ограничивается ~ -12…-15 В, исходя из допусков прибора). Например, компания Onsemi в руководстве по применению SiC JFET указывает, что допустимо подавать на затвор до -30 В, но рекомендуемое – около -12 В. Это необходимо, чтобы надежно удерживать транзистор в закрытом состоянии при высоких температурах и потенциальном смещении порога. При открытии JFET иногда практикуется легкий форвардный ток затвора – если через затвор пропустить небольшой прямой ток (порядка нескольких мА), это может снизить его сопротивление канала $R_{DS(on)}$ еще больше (за счет инжекции носителей в канал). Но это уже частный случай, применяемый в мощных JFET (так называемый режим сверхнасыщения канала для уменьшения потерь).

Драйверы для JFET в аналоговых схемах

Как отмечалось, специально выделенного драйвера для малосигнальных JFET обычно нет – их роль выполняют резисторы смещения или операционные усилители, которые формируют необходимое напряжение на затворе. Например, рассмотрим генератор низкой частоты, где JFET используется как автоматический регулятор амплитуды: на затвор JFET через выпрямитель подаётся отрицательное напряжение, пропорциональное выходной амплитуде – чем больше амплитуда, тем сильнее запирается JFET, ограничивая усиление. Здесь “драйвер” – это простейший выпрямительно-фильтровый каскад, создающий соответствующее смещение. В аудиоусилителях JFET (часто P-канальные) применяются на входах как дифференциальные пары – их затворы смещаются нулём или небольшим отрицательным напряжением для линейности, и управление сигналом непосредственно идёт на затвор. В таких условиях быстродействие определяется самим сигналом (аudio диапазон, килогерцы) и проблемы заряда ёмкости не стоят остро. Главное – не перегрузить затвор избыточным сигналом; наличие диодного перехода означает, что если, например, входной сигнал синуса превысит 0 В (для n-JFET) – транзистор выйдет из линейного режима, начнёт протекать ток затвора, появятся искажения. Поэтому амплитуда входных сигналов ограничивается величиной обратного смещения или каскадной схемой (фактически, в аналоговых усилителях стараются держать JFET всегда в режиме обратного смещения затвора).

Ключевой режим и примеры (JFET)

Для коммутации сигналов JFET применяют в виде аналоговых ключей – например, в схемах выборки-хранения, аудиоматрицах, где нужны малые сопротивления в открытом состоянии и малые утечки в закрытом. Классический пример – мультиплексоры на JFET, управляемые цифровыми уровнями. Если нужен именно цифровой ключ, часто используют парные JFET (с противонаправленными каналами) или MOSFET, поскольку управлять JFET сложнее из-за необходимости двухполярного смещения. Тем не менее, представим схему: n-канальный JFET должен коммутировать сигнал до +5 В без искажений. Решение – взять JFET с $V_P ~ -4 В$, подать на него смещение -5 В для полного закрытия, а для открытия – поднимать затвор до +1…+2 В (близко к 0 относительно истока при сигнале +5 В, таким образом переход слегка в прямом направлении, но можно ограничить ток через затвор резистором ~100 кОм, тогда при +5 В на истоке в момент сигнала на затвор попадёт ~ +0.7 В и потечёт небольшой ток, это ухудшит параметры, но ключ останется проводящим). Как видно, это неудобно – поэтому в практических ключах обычно перешли на MOSFET-транзисторы или сборки транзисторов.

В силовой электронике JFET как отдельные приборы применяются редко, но SiC JFET – интересный случай. Например, JFET с SiC на 1200 В, 50 А можно использовать в каскоде с низковольтным MOSFET для создания эквивалента нормально-выключенного транзистора. Тем не менее, существуют и драйверы, напрямую управляющие такими JFET. Требования к ним: выдавать +0…+5 В для открытия (некоторые допускают лёгкий форвард как говорилось), и порядка -15 В для уверенного закрытия. Поскольку JFET не имеют оксида, задержки на затворе могут быть меньше, чем у MOSFET аналогичной емкости, а значит потенциал для очень высоких скоростей переключения – больше. Исследования показывают, что SiC JFET могут коммутировать с $dV/dt$ сотни В/нс. Драйверы, рассчитанные на них (как правило, это универсальные драйверы для SiC MOSFET/IGBT), имеют высокую скорость нарастания выходного сигнала (например, CMTI > 150 В/нс) и часто встроенный зажим Миллера, хоть эффект Миллера у JFET не так выражен (из-за отсутствия структуры с индуцированным каналом, там ёмкость затвор-сток напрямую p-n, всё равно эффект есть, но немного другой). Также в драйверах для JFET уделяется внимание управлению во время запуска системы: поскольку JFET нормально включен, при подаче питания силовая цепь могла бы сразу начать проводить ток. Поэтому нередко схема драйвера дополняется блокировкой при пропадании питания: если питание драйвера (в частности, его отрицательное смещение) пропадает, срабатывает схема, которая выключает JFET. Например, один из подходов – держать маленький MOSFET, закороченный на JFET (комбинация, называемая Combo JFET): пока -$V_g$ не достигнут, MOSFET остаётся закрытым и тем самым не позволяет JFET проводить. Это уже детали конкретной реализации. Важно запомнить, что в работе с JFET опасно превышать ток через затвор. Если уж подаётся прямое напряжение, то нужно ограничивать ток (в паспортах обычно указан максимальный ток затвора, например 10 мА). У небольших JFET превышение тока через затвор сразу ведёт к смещению рабочих точек, шуму и пробою.

Защита и ошибки (JFET)

Для JFET актуальны все общие меры предосторожности драйверов: не превышать допустимые напряжения, устранять паразитные колебания, учитывать рассеиваемую мощность. Но специфические моменты такие:

Защита от пробоя p-n перехода затвора. Обычно максимальное обратное напряжение затвор-исток ($V_{GS(max)}$ в обратной полярности) указывается, например, 20–30 В. Превышение этого порога ведёт к лавинному пробою перехода и необратимому увеличению утечки затвора. Поэтому даже при быстрых переходах нежелательно, чтобы затвор уходил слишком далеко отрицательно. В драйверах может ставиться ограничивающий стабилитрон на затвор JFET, ограничивая напряжение например на -20 В.

Разогрев при аналоговом управлении. Если JFET работает в линейном режиме, он, как и любой транзистор, рассеивает тепло. Драйвер должен быть способен удерживать такой режим, не позволяя транзистору выйти за SOA (область безопасной работы). Обычно это решается схемно – ограничением тока и напряжения.

Несоответствие логических уровней. Если использовать JFET в цифровой схеме, возможна ошибка – попытаться управлять его затвором прямо от микроконтроллера 0/5 В. Подача +5 В на затвор n-JFET, как говорилось, недопустима – нужен уровень 0/-5 В. Неосведомлённость об этой особенности может привести к тому, что JFET “таинственно” сгорит при первом же включении (фактически, от прямого тока затвора).

JFET – более редкий кандидат на отдельный драйвер, особенно в силовых ключах (кроме специфических SiC-транзисторов). Тем не менее, принципы – те же: быстро подать нужное напряжение, контролировать фронты, не допускать превышений.

Драйверы IGBT

IGBT – это гибридный прибор: по входу как MOSFET (затвор изолированный), а по выходу как биполярный транзистор (ток протекает через p-n-переход между коллектором и эмиттером). IGBT широко используются в средне- и высокомощных приложениях: инверторы моторных приводов, источники бесперебойного питания, сварочные аппараты, силовая электроника на сотни киловатт. Типичный IGBT рассчитан на коллектор-эмиттерное напряжение 600–1200 В и токи десятки-сотни ампер. Управление IGBT во многом схоже с MOSFET, поскольку затвор также емкостной и требует заряда для переключения. Однако есть и отличия:

• Более высокое напряжение управления. Стандартно IGBT требуют ~15 В на затворе для полного насыщения (против ~10 В у MOSFET). Связано с тем, что пороги и оптимизация сделаны под такое напряжение, и при 15 В достигается минимальное насыщение $V_{CE(sat)}$. В некоторых случаях применяют даже 18 В для наиболее полного открытия высоковольтных IGBT. В выключенном состоянии затвор обычно держат на 0 В, но для мощных модулей часто рекомендуется небольшое отрицательное напряжение -5 В для ускорения выключения и подавления эффекта Миллера.
• Наличие “медленного спада” тока при выключении. Из-за биполярной природы IGBT при его выключении ток не обрывается мгновенно – носители должны рекомбинировать в базе. Поэтому ток коллектора спадает относительно медленно (так называемый хвост тока), и даже если драйвер мгновенно снял напряжение с затвора, некоторое время через транзистор течёт ток. Это ограничивает максимальную частоту переключений IGBT – обычно они эффективно работают до десятков килогерц (20–50 кГц), в то время как MOSFET могут сотни кГц и выше. Драйвер IGBT может быть настроен на двухступенчатое выключение: сначала быстро разряжается затвор, чтобы ток начал падать, но затем, близко к моменту обрыва, может сохраняться небольшой ток затвора, помогающий “мягко” снять хвост тока и избежать перенапряжения. Некоторые драйверы имеют функцию – плавного отключения при аварии, когда вместо мгновенного снятия 15 В делается ступенчатое снижение, не допуская ударного перенапряжения на коллекторе.
• Большая ёмкость затвора. Для IGBT эквивалентная входная ёмкость сопоставима с MOSFET аналогичной мощности, но обычно чуть меньше при том же токе, потому что конструктивно площадь затвора меньше (IGBT медленнее, но “сильнее” несёт ток за счёт биполярной проводимости). Тем не менее, заряды затвора десятки-сотни наносекунд – обычное дело. Например, IGBT модуль 1200 В 100 А может иметь заряд затвора ~200–300 нКл при 15 В. Драйвер должен обеспечить соответствующий ток заряда: чтобы переключать на частоте 20 кГц с фронтами порядка 0,5 мкс, нужны токи ~0,6 А средние, а пиковые в несколько ампер.

Драйверы в аналоговом режиме (IGBT)

IGBT крайне редко используют в линейном режиме, так как у него высокий спад напряжения (не менее ~1–2 В даже при малых токах из-за p-n перехода) и большой расход мощности на тепло. Тем не менее, бывают исключения – например, управляемые балласты для дуговых ламп или регуляторы, где IGBT работает как балластный транзистор. В таком случае затвору подаётся аналоговый сигнал (через операционный усилитель) и транзистор работает в активной области. Драйвер как отдельное устройство обычно не нужен – его роль выполняет усилитель, выдающий 0–15 В на затвор по необходимости. Однако нужно учесть емкость затвора и достаточно высокую инерционность: линейно управлять IGBT на высокой частоте (более нескольких кГц) затруднительно из-за того же хвоста – транзистор не успеет корректно регулировать ток. Кроме того, в активной области IGBT уязвим к вторичному пробою, так как обладает отрицательным коэффициентом по напряжению насыщения. Поэтому аналоговое применение ограничено.

Ключевой режим и требования (IGBT)

В силовых инверторах и преобразователях IGBT работают как ключи, открываясь и закрываясь в ШИМ-режиме. Драйвер IGBT во многом похож на драйвер MOSFET, но рассчитан на вышеупомянутые особенности. Как правило, выходные каскады также пуш-пул, питание 15 В (некоторые допускают до 18 В). Обязательна функция Undervoltage Lockout (UVLO) – если питание драйвера опустится ниже ~12 В, драйвер отключит затвор, поскольку при, скажем, 8–10 В на затворе IGBT перейдёт в линейный режим и при высоком токе может перегреться.

Скорость нарастания фронтов для IGBT выбирается из компромисса: слишком быстрое включение даёт резкий прирост тока и соотв. сильные выбросы напряжения на паразитных индуктивностях (особенно в цепях 600–1200 В, где каждый ампер прироста тока при $Lσ$ неплохой даёт значительные вольты выброса). Поэтому даже мощные драйверы зачастую ставят резистор в затвор порядка 5–20 Ом, чтобы ограничить $\frac{di}{dt}$. Например, для IGBT 1200 В 50 А в инверторе на 20 кГц типично $\frac{dv}{dt}$ порядка 5–10 кВ/мкс – это достигается резистором ~10 Ом при драйвере ±15 В. Если нужно снизить помехи, ставят резистор побольше (20–30 Ом), $\frac{dv}{dt}$ падает до 1–2 кВ/мкс, но растут потери на переключении. Драйвер может быть дополнен схемой двухступенчатого включения: сначала сильный импульс (малое эквивалентное сопротивление) для преодоления емкостей и быстрого нарастания тока, а затем, когда IGBT входит в насыщение, ограничение тока затвора (через доп. резистор) дабы не перегрузить и смягчить выброс на коллекторе. Это иногда реализовано через диодную цепочку: диод шунтирует один из резисторов, создавая разные сопротивления на заряд и разряд.

Пример схемы (IGBT)

Рассмотрим полумост, в котором верхний и нижний IGBT управляются независимыми изолированными драйверами. Каждый драйвер питается двухполярно: положительная шина $VDDV_{DD}$ даёт +15 В, отрицательная шина $-V_{SSB}$ формирует –5 В, что позволяет надёжно открывать транзистор при $V_{GE}=+15 \text{В}$ и столь же надёжно запирать его при $V_{GE}=-5 \text{В}$.

ШИМ-сигналы приходят на входы $PWM In ±$, проходят гальваническую развязку и внутри каждого драйвера превращаются в два логических уровня $V_H$ и $V_L$, которые через выходной каскад подают импульсы на затвор. Ради сокращения потерь открывания и закрывания используются раздельные резисторы $R_{G,\text{on}}$ и $R_{G,\text{off}}$ первый ограничивает зарядный ток затвора, второй — разрядный, при этом обратный ток частично шунтируется диодом, а дополнительный транзистор CLMP («зажим Миллера») при падении $V_{GE}$ ниже ≈ 2 В прижимает затвор к эмиттеру, подавляя паразитное поддёргивание Миллера во время резких $dv/dt$ на коллекторе.

Сам полумост подключён к шине постоянного тока $V_{dc} ≈ 300 В$. Канал тока моторной обмотки или другой нагрузки формируется через точку $v_o$ между транзисторами. Внутренние ёмкости IGBT обозначены как $C_{GE}$ и $C_{GC}$ когда затвор заряжается, через них протекает ток $i_G$, и величину этого заряда (порядка 100 нКл) должен обеспечить драйвер: при $R_{G,\text{on}}=6{,}8\;\Omega$ фронт $V_{GE}$ достигает +15 В за ≈ 300 нс. Для выключения ток разряда повышен до ~5 А за счёт меньшего сопротивления в обратном направлении ($3{,}3\;\Omega$ после диода), что ускоряет спад $V_{GE}$ до –5 В.

Если при открытом транзисторе напряжение $V_{CE}$ из-за перегрузки не падает ниже 2 В, цепь DESAT (контроль насыщения) внутри драйвера фиксирует аномалию, за ≈ 5 мкс переключает выход в режим “мягкое отключение” и плавно гасит ток, чтобы ограничить выбросы до ≈ 50 В сверх шины. Такая топология отвечает условиям примера: ток нагрузки 50 А, частота ШИМ 20 кГц, IGBT 600 В / 80 А и изолированные драйверы класса Avago ACPL-352 или Analog Devices ADuM, рассчитанные на 5-кВ изоляцию между управлением и силовой частью.

Защита и ошибки (IGBT)

К ошибкам с IGBT относятся все неправильные практики, что и с MOSFET (не тот уровень затвора, неправильное питание драйвера, плохая разводка). Добавляются специфические:

Отсутствие негативного смещения в закрытом состоянии. Если драйвер не даёт отрицательного оффсета, а оставляет затвор на 0 В, в высоковольтных мостах при переключениях соседнего ключа IGBT может частично открываться от $\frac{dv}{dt (Miller)}$. Безопаснее давать -5 В на затвор в выкл. Этот -5 В должен быть в пределах допустимого $V_{GE}$ (обычно IGBT выдерживают -20 В, так что -5…-10 В безопасно). Ошибка – экономия на источнике отрицательного напряжения, что приводит к повышенным потерям и риску сквозного тока.

Игнорирование времени спада тока. Если пытаться гнать IGBT на слишком высокой частоте, хвост тока не успевает затухать до следующего переключения, транзистор входит в режим накопления заряда. Это проявляется как повышенный ток на выключении и разогрев. Решение – снижать частоту или выбирать транзисторы серии “Высокой скорости” (у них меньше время жизни носителей, но выше $V_{CE(sat)}$). Новичкам сложно учесть этот эффект, и они могут выбрать неподходящий тип IGBT. Драйвер в этом отношении мало что может сделать, кроме как правильно настроить резисторы затвора.

DESAT(контроль насыщения)-цепь неправильно реализована. Если используется защита по насыщению, надо ставить высоковольтный диод и конденсатор соответствующих номиналов на вход DESAT. Ошибка – длинный провод к датчику или неправильно подобранная постоянная времени фильтра, что приведёт либо к ложным срабатываниям, либо к тому, что драйвер не успеет защитить транзистор при коротком замыкании. Обычно рекомендуется ставить конденсатор 100 пФ и резистор $220 Ω$ у вывода DESAT на драйвере, а диод – очень быстрый (типа UF или диод Гердера) с небольшим зарядом. Пропуск этой детали – частая ошибка.

Несогласованные драйверы на параллельных модулях. Если несколько IGBT подключены в параллель (например, для увеличения тока), желательно, чтобы у каждого был свой драйвер или хотя бы индивидуальные резисторы. Плохая практика – вести один сигнал на два IGBT без развязки: из-за разброса параметров один может открыть раньше и взять на себя нагрузку, перегреваясь, а второй ещё закрыт. В итоге первый может выйти из строя. Драйвер должен обеспечивать одновременность и равномерность – иногда ставят небольшие выравнивающие резисторы эмиттер-эмиттер (балансировочные (выравнивающие) резистор) или индуктивности, но это уже схемотехника силового модуля.

Интегральные драйверы и их применение

В наше время практически всегда для управления MOSFET/IGBT применяются готовые интегральные драйверы. Эти микросхемы выпускаются множеством фирм (Texas Instruments, Analog Devices, Infineon, ST, Microchip и др.), предлагаются в различном исполнении: одно- или двухканальные, с изоляцией или без, для нижнего плеча, верхнего/нижнего или полного моста. Интегральный драйвер экономит время разработки и повышает надёжность – в одном корпусе он содержит мощный выходной каскад, уровень согласования логических сигналов, а часто и дополнительные функции защиты. К таким функциям относятся: UVLO (блокировка при пониженном питании), задержка мёртвого времени (чтобы не допустить сквозных токов), двухканальная логика (например, И-НЕ вход для аппаратной блокировки обоих каналов), встроенные источники смещения (некоторые драйверы имеют внутренний преобразователь для питания верхнего плеча), диагностика (выводы ошибки, индикация состояния), защита от десатурации (DESAT) и зажим Миллера (Miller-clamp) и т.д.. Например, рассмотренный ранее изолированный драйвер CA-IS3215 имеет изоляцию 5,7 кВ и выдерживает всплески до 12,8 кВ, что позволяет использовать его в оборудовании, подключенном к сети 6 кВ. Он обеспечивает выходной ток ±15 А, что достаточно для самых ёмкостных затворов, и оснащён активным Miller-зажимом (4 А на закрытие), а также схемой мягкого отключения на случай короткого замыкания. Такими драйверами пользуются в ответственных применениях: управление IGBT-модулями в промышленной автоматике, тяговые приводы (электромобили, поезда), энергетике (инверторы солнечных батарей, силовые выпрямители). Интегральные драйверы с опторазвязкой нашли применение в инверторах на MOSFET/IGBT, где требуется отделить контроллер (напряжения 3,3–15 В) от силовой части (до 1200 В). Есть также неизолированные драйверы – для случаев, когда высоковольтная часть имеет общую землю с контроллером (например, преобразователь в авто 12 В, где ключи на +12 В). К таким относятся драйверы нижнего плеча, например семейство TI UCC2732x, способные отдавать токи 9 А и питающиеся от 4 до 15 В. Их применяют для непосредственного управления транзисторами в низковольтных схемах – например, драйвер UCC27425 может напрямую качать два MOSFET по 100 А каждый на 50 В шине, обеспечивая скорость переключения сотни наносекунд.

Заключение

Драйверы затворов – неотъемлемая часть схем с полевыми транзисторами в силовой электронике. Они позволяют согласовать уровни сигналов, обеспечить необходимые быстродействие и мощность управления, а также защитить как сами транзисторы, так и окружающую цепь от нежелательных режимов. При проектировании драйверов студенту важно учитывать режим работы транзистора (аналоговый или ключевой), параметры самого транзистора (ёмкость затвора, порог, допустимые напряжения), а также системные требования (частота переключения, напряжения изоляции, помехоустойчивость). Только комплексный подход – сочетание правильной элементной базы (качественный драйвер), грамотной схемотехники (резисторы, ускоряющие цепочки, защита от перенапряжений) и аккуратной разводки печатной платы – позволит создать надёжную и эффективную систему управления полевыми транзисторами. Несмотря на заявления производителей транзисторов о простоте их управления, практика показывает, что нюансов предостаточно.